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ECG信号提取——前置滤波电路

由于ECG信号很微弱,处于mV级别,还有很多干扰信号,所以采集信号时需要进行滤波和放大处理,然后使用模数转换。为了滤波高频干扰和工频噪声,需要使用低通滤波器和陷波器抑制噪声,有时也要使用高通滤波器滤除低频噪声。信号滤除干净后有两种处理方式:

  • 放大后进行ADC处理
  • 使用高精度ADC采样

前者将信号放大几百倍,满足ADC的输入范围,这种情况用于低分辨率的ADC,比如16bit,大部分使用独立器件堆叠电路。

后者直接获取微弱信号,使用高分辨率ADC(一般为∑-ΔADC),比如24bit,精度可达到uV,一般使用集成器件。

在进入ADC之前的处理称为模拟前端。

根据ADI官网介绍,ECG信号的采集方式分为:交流耦合和直流耦合。具体资料见1

ECG测量的基本电路框图如下所示。

其原理可以参考ECG信号内容。

一般其技术指标类似:

  1. 输入阻抗:≥5MΩ
  2. 输入偏置电流:<2nA
  3. 等效输入噪声:<30uVpp
  4. 共模抑制比:50Hz正弦信号的共模抑制比≥90dB
  5. 耐极化电压:±300mV
  6. 漏电流:<30uA
  7. 频带:0.05~100Hz

采集心电信号时,使用电极片贴在人体上,再连接到板卡上,通过滤波、放大后进入ADC,最终转换为电压信号。由于人体信号微弱,且人体存在一定的电阻,所以电极片与人体间会有极化电压2;另外导联线通常是屏蔽线缆,线缆过长会有线缆阻抗,出现共模电压和差模电压,导致信号有直流量,影响放大电路的输入电压。故前端电路首先要处理的就是干扰、共模和差模信号,然后才是放大信号。

前置滤波多使用RC电路,根据ECG信号频率,可知心电信号截止频率为0.1Hz~200Hz处,通常将通带范围设定在该区域就可以保证获取到正常的心电信号。但是心电监护测量参数不仅仅包含心电信号,还有pace检测和呼吸波(呼吸阻抗测量)。

Note:  
人体呼吸运动时,胸壁肌肉运动导致胸廓交替变形,肌体组织的电阻抗也交替变化,  
变化量约为0.1ohm~3ohm,称为呼吸阻抗。

pace信号为起搏器(pace maker)所产生,形态上为脉冲信号,宽度为0.1ms~2ms,频率约为500Hz~1kHz。

呼吸阻抗测量通常使用交流载波10kHz以上的信号。

综上,需要考虑是否需要测量pace和呼吸波,据此可以得出前置滤波电路截止频率设定一般为200Hz、1kHz、10kHz、30kHz、50kHz等。

使用TI TINA进行RC仿真,电路如下所示。

仿真结果如下所示。

可见三者截止频率(-3dB)分别为:2.37kHz,88kHz,4.8kHz。

第一个使用二级RC滤波电路,需要测量pace信号。

第二个使用一级RC滤波,需要测量pace和呼吸波。

第三个使用一级RC滤波,需要测量pace信号。

可见对于高于100kHz的信号均有抑制作用。

抗高频干扰

ECG信号通过导联线连接到电极上,电极粘贴在人体上。这部分信号会引入很多干扰,包括高频和低频信号。由于ECG有效信号为低频信号,故使用低通滤波器滤除高频信号。常使用RC滤波电路,有时为了增加滚降率(增强高频衰减)使用多级RC滤波电路。

如上图所示,若使用一级RC,则只有20dB/Decade,二级则有40dB/Decade,可以增强低通滤波器的抑制能力。

pace信号检测

标准对需要捕获的起搏器信号的高度和宽度等具体要求有所差异3

  • AAMI EC11:1991/(R)2001/(R)2007
  • EC13:2002/(R)2007, IEC60601-1 ed. 3.0b, 2005
  • IEC60601-2-25 ed. 1.0b
  • IEC60601-2-27 ed. 2.0, 2005
  • IEC60601-2-51 ed. 1.0, 2005

IEC60601-2-27规定:

设备须能够显示存在幅度为±2 mV至±700 mV、持续时间为0.5 ms至2.0 ms的起搏器脉冲的心电图信号。显示屏上的起搏器脉冲应清晰可见,折合到输入端(RTI)的幅度不得小于0.2 mV;

AAMI EC11则规定:

设备须能显示存在幅度为2 mV至250 mV、持续时间为0.1 ms至2.0 ms、上升时间少于100 µs且频率为100 脉冲/分的起搏器脉冲的心电图信号。对于持续时间为0.5 ms至2.0 ms(幅度、上升时间和频率参数如上一句所规定)的起搏器脉冲,必须在心电图中显示该起搏器脉冲;显示屏上应予以清晰的展现,折合到输入端的幅度不得小于0.2 mV。

因为pace信号中心频率为5kHz,为了拾取pace信号,带宽不能太低。若不需要pace信号,可以降低带宽到200Hz。

对于pace信号,选择5kHz之前的需要对pace信号进行放大处理,因为会被低通滤波器衰减。不过pace脉冲可达100mV,即使被衰减也不会比心电信号还难拾取,例如上图中2.5kHz截止频率造成pace信号变弱为0.22*100mV=22mV,但是考虑到小幅度的pace信号还是要考虑后级放大处理,同时也要抑制原始ECG信号防止被放大从而干扰pace检测,这也决定了通过硬件上检测时要使用带高通性质的微分电路4

使用微分电路的优点:

  • 滤除原始心电信号
  • 检测脉冲上升沿和下降沿,而不是电平
  • 隔离直流信号

能检测出脉冲波的形态,检测电平有可能会是阶跃信号,而阶跃信号不能识别为pace。

Note:  
最小pace信号:100us/2mV
最大pace信号:2ms/700mV或者2ms/250mV

工作原理

具有放大功能的微分电路如下所示5

高通的截止频率由C1和R1决定,C2进行相位补偿,R2调节比例。其中C1也可以称为“隔直电容”,用于通交流阻直流。脉冲信号的交流部分通过,直流部分被抑制。

在后面使用双路阈值(窗口阈值)比较电路进行输出(双阈值表示上升沿阈值和下降沿阈值),如下图所示。

使用100us/2mV的方波进行仿真简单的微分电路(高通滤波器),如下图所示。

在方波上升沿和下降沿都有电容放电现象,结果为斜波。下降/上升的时间与RC(时间常数)有关。

分析比较电路。V1>V2。Vout>V1时,输出低电平。Vout

从图上所示,经过高通后波形会变为负的,中心电平为0V。为了方便电路使用单电源给运放供电,需要将电平拉高到0V以上,放大到负电压时会强制拉低。

假设运放为3.3V供电,则偏置电压选为3.3V/2=1.65V能保证输入范围最大。假设最小信号放大A倍,则最小信号放大后的输出电压为:A*±2mV+1.65V。当A=825时,最小信号会放大到3.3V和0V,从上图可知在低电平地方宽度会大一些,可以将放大倍数提高,因为比较器可能无法捕捉到小脉宽的信号。

完整的仿真电路如下图所示。

设定的阈值为2.7V/2.3V。

对2mV/100us脉冲进行时域仿真,结果如下图所示。

在低于2.3V后输出低电平,之后高于2.3V时输出高电平。

其幅频特性如下图所示。

最大放大倍数为44.38dB=165,最小电压为2.5-165*2m=2.17V,与仿真结果相差不大。

仿真原始文件见6

器件选择

阻容

使用1%精度电阻,同时需要左WCA分析(Worst Case Analysis),看最差情况下的阈值范围。

运放

小信号的pace幅度只有2mV,大信号有700mV,采用放大电路放大该斜波输入信号,则SR(压摆率)=V/t。放大电路中运放需要高带宽,高压摆率。

pace为高速信号,故宜采用高速比较器,同时tail-to-tail。

第二种电路

完整电路如下图所示。采用双电源供电,能保证负脉冲信号能检测导。

同样,仿真结果如下图所示。

幅频特性如下图所示。

最大放大倍数为46dB=200,最小电压为2.5-2m*200=2.1V,与仿真结果相差不大。

仿真原始文件见7

抗工频干扰

工频干扰来自常规用电中的交流电。由于市电为交流电,所有使用市电的设备都会与人体产生同频的干扰,导致干扰会通过导联线进入系统。如下图所示。

市电网络与人体,人体和大地都有等效电容存在,而市电为交流,则人体上会有分压,频率与市电一样。其产生的微弱电流为“位移电流”。

以单导测量为例,分析“位移电流”的影响。如下图所示。

位移电流idb会造成共模电位Vc=idb*ZG,计算公式如下图所示。

从公式中可知,Vc对输出有影响,其与运放的CMRR有关,与电极位置的阻抗和运放的输入阻抗有关。为了减小影响,可以做以下措施:

  • 提高CMRR
  • 提高输入阻抗
  • 降低电极位置的阻抗差异

对于浮低设备,电缆也会引入干扰。如下图所示。

假定:引线1中的电流是id1,引线2中的电流是id2,接地回路的电流=id1+ id2。因Z1和Z2的不一致而转变为差模电位:V+ –V- = id1Z2 – *id2Z1= *id (Z2 –Z1)。为了降低电缆造成的干扰,可以做以下措施:

  • 降低电极位置的阻抗差异
  • 降低id,将屏蔽线接地

电缆上得分布电容C1、C2一般为100pF/m。

如果直接使用市电供电,一定会引入工频干扰。

针对措施有以下几种:

屏蔽驱动

电缆的干扰是由于市电与电缆,电缆和地之间有等效电容(屏蔽线接地),产生感应电流(或者也可以是电容分压)。如下图所示。

加入共模电压为Vc,如下图所示。

由于Rs、C不一样,导致进入运放得Uic1和Uic2不一样,产生差模电压Uid。其产生原因如下图所示。

在屏蔽线上得电压因为Rs、C不一样而不同,产生了电流ic(即id),导致输入电压不同。计算公式如下图所示。

其分母为共模电压。

通过屏蔽驱动,将中心电平反馈导屏蔽线上,使分布为心电信号。如下图所示。

最终,分母为Uid(Uic+Uid/2-Uic=Uid/2),即心电信号,极大得降低了因分布电容和电阻不同导致得差模电压,消除了共模电压产生得差模电压。

屏蔽驱动是将差分输出的中心电压通过缓冲输出导屏蔽现上。

右腿驱动

右腿驱动电流消除人体“位移电流”产生的影响。原理图如下所示。

人体位移电流产生的共模电压Vc,通过放大电路反向放大后输出Vo,其相位与Vc相反,从而达到抵消的作用(电流也是相反)。上图的等效公式如下所示。

具体工作原理可参考89

一般将屏蔽驱动的输出给右腿驱动的输入,进行反向放大。

使用过程中,要考虑整个系统因为屏蔽驱动和右腿驱动构成了二级反馈闭环系统,整个系统存在稳定性问题。其中右腿驱动电路为放大电路,需要做好相位补偿和稳定性分析。

TI提供了屏蔽驱动和右腿驱动的仿真电路,见10

电气隔离

使用隔离变压器、隔离放大器、光耦,将市电与板卡隔离,可以有效的降低工频干扰。

等效输入阻抗

输入阻抗是指一个电路的输入端的等效阻抗。可以理解为在输入端加上电压源U,测量输入端电流I,输入阻抗Rin就等于U/I(将所有电路元件作用的效果总和,等效到一个电阻Rin上)。

等效输入阻抗对于前级电路的滤波电容有一定的要求,这个要根据标准要求进行合理设置。根据标准要求,单端输入阻抗要大于2.5Mohm@(0.67~40Hz,交流阻抗)。由于RC后级电路的阻抗一般很高(100M以上),故输入阻抗跟小值相关,即与RC有关,则输入阻抗为Rf+Cf=Rf+1/2ΠfCf≥2.5M,则Cf≤1/(2.5M-Rf)2Πf≤1/(2.5M*2Πf)=0.0016uF=1.6nF=1600pF,即使预留一倍空间也是800pF(其中不考虑Rf可以算小值)。

故RC电路的电容总值不能高于1600pF。

输入阻抗的要求对运放的选择进行了限制,因为心电信号微弱,人体阻抗高,所以必须用高阻抗的运放才可以分压分到足够多。一般使用仪表放大器。

ESD保护

在导联线连接板卡的入口加上ESD管对地或者对电源,进行静电保护。有时为了保护后端的放大器,需要使用TVS管进行钳位。

ESD保护和TVS管钳位都需要保证符合标准中对于人体漏电流的要求,即单个电极流入人体的电流为0.1uA和总电流为1uA。选择保护管时需保证反向漏电流为0.1uA以下。

ESD保护对于双电源结构的,需要正向和方向都进行保护。

抗除颤

除颤信号功率很大,会直接通过导联线进入系统,为了保护后端电路,有两种方式:

  • 导联线接口上埋入抗除颤电路
  • 板卡上在导联线接口出按照氖管

原理上都是尽量吸收掉除颤电流,前者通过电阻发热消耗掉,后者通过电容储能。

EC13关于除颤测试电路如下图所示。

C=32uF L=25mH R+RL≤11ohm RL为DC的内阻。

测试步骤:Charge the capacitor to 5000 V, with switch S1 in position A and switch S2 closed. Discharge is accomplished by actuating S1 to position B for a period of 200 ± 100 ms. The capacitor must be
disconnected to remove residual voltages and allow recovery to commence. The discharge test is applied
at 20 s intervals in those cases where more than one discharge is indicated 。

先S1拨到A,然后拨到B放电。测试过程中S2始终闭合保持10Hz信号源短路(用于多次除颤后测试设备是否正常的信号源)。持续100~300ms,间隔20s。

除颤电阻的选择

使用抗除颤电阻时,使用该电路仿真15,计算除颤电阻的功率。仿真图如下所示。

使用时控开关控制电源,从结果可以看出在抗除颤电阻R4上有个脉冲波形,产生了脉冲电流和电压。峰值功率为30W,峰值电压达到1.72kV,脉冲时间大概为20ms。电阻必须能耐受这样的条件,否则无法满足要求。

由于波形近似为三角波,需要等效为脉冲方波(一般Datasheet中会有脉冲方波与峰值功率的对于曲线)。等效原理如下图所示。

其他波形等效如下图所示。

示例中时间常数t=7.15ms,故等效脉冲宽度T=7.15ms/2=3.575ms。

峰值功率为P=(1.72kV)^2/100k=29.584W,仿真结果为30W。

则100k电阻需满足:1.72kV/3.575ms脉宽的脉冲信号峰值功率能达到30W。

若考虑降额,比如以60%为准。则脉冲电压为1.72kV/0.6=2.87kV,脉冲功率为30W/0.6=50W。

详细说明可参考11

陶瓷气体放电管的选择

除颤脉冲信号峰值电压为5kV,可选择陶瓷气体放电管(氖管)将电压降低到几十伏,然后通过钳位二极管钳位到电源电压。(陶瓷气体放电管12英文名称为Gas Discharge Tubes

一般来说,当击穿电压超过系统绝缘的耐电强度时,放电管被击穿放电,从而在短时间内限制浪涌电压及减少干扰 能量。当具有大电流处理能力的弧光放电时,由于弧光电压低至几十伏,可以防止浪涌电压进一步上升。气体放电 管即利用这一自然原理实现了对浪涌电压的限制13

GDT电容容量一般为pF级别,将仿真文件中的100k电阻换成1pF电容,仿真得电容两端得脉冲信号最大值为700V/19.6ms,该值为需要考虑得脉冲击穿电压。

由于GDT最终电压会在10~35V,此时需要考虑该电压与系统电压差造成得最终电流,是否会导致弧光放电状态持续,弧光放电持续会导致GDT处于“短路”状态(弧光形成形成通路)。

在快速脉冲冲击下,陶瓷气体放电管气体电离需要一定的时间(一般为0.2~0.3μs,最快的也有0.1μs左右),因而有一个幅度较高的尖脉冲会泄漏到后面去。若要抑制这个尖脉冲,有以下几种方法:a、在放电管上并联电容器或压敏电阻;b、在放电管后串联电感或留一段长度适当的传输线,使尖脉冲衰减到较低的电平;c、采用两级保护电路,以放电管作为第一级,以TVS管或半导体过压保护器作为第二级,两级之间用电阻、电感或自恢复保险丝隔离14

由于除颤仿真电路一样,可知GDT得脉冲击穿电压在600~800V之间。而直流击穿电压应该大于系统电源电压,否则会导致其直流击穿导通。TVS管选择直流击穿电压作为反向击穿值,钳位电压为系统电源电压,防止直流情况下GDT直流击穿导通。

抗电刀

电刀为高频干扰,为几百KHz频率。常用的做法是,电缆中埋电感,使用低通滤波器抑制高频。同时电刀有辐射干扰,给模拟电路甚至整个板卡装上屏蔽罩都是需要的。

Reference